Перспективные способы модуляции в широкополосных системах передачи данных

Сегодня специалистов в области коммуникаций уже не удивишь загадочным словосочетанием Spread Spectrum. Широкополосные (а именно они и скрываются за этими словами) системы передачи данных отличаются друг от друга способом и скоростью передачи данных, типом модуляции, дальностью передачи, сервисными возможностями и др. В предлагаемой статье предпринята попытка классифицировать широкополосные системы на основе используемой в них модуляции.

Основные положения

Широкополосные системы передачи данных (ШСПД) подчиняются в части протоколов единому стандарту IEEE 802.11, а в радиочастотной части - единым правилам FCC (Федеральной комиссии США по связи). Однако при этом они отличаются друг от друга способом и скоростью передачи данных, типом модуляции, дальностью передачи, сервисными возможностями и так далее.

Все эти характеристики играют важное значение при выборе ШСПД (потенциальным покупателем), и элементной базы (разработчиком, производителем систем связи). В настоящем обзоре предпринята попытка классифицировать ШСПД на основе наименее освещенной в технической литературе характеристики, а именно их модуляции.

Используя различные типы дополнительных модуляций, применяемых совместно с фазовой (BPSK) и квадратурной фазовой модуляцией (QPSK) для увеличения информационной скорости при передаче широкополосных сигналов в диапазоне 2,4 ГГц, можно достичь скорости передачи информации до 11 Мбит/с, принимая во внимание ограничения, накладываемые FCC на работу в этом диапазоне. Поскольку предполагается, что широкополосные сигналы будут передаваться без получения лицензии на частотный диапазон, то характеристики сигналов ограничиваются для уменьшения взаимной интерференции.

Данными типами модуляции являются различные формы М-ичной ортогональной модуляции (MOK), фазоимпульсная модуляция (PPM), квадратурная амплитудная модуляция (QAM). К широкополосным можно отнести также сигналы, получаемые при одновременной работе по нескольким параллельным каналам, разделяемым по частоте (FDMA) и/или по времени (TDMA). В зависимости от конкретных условий выбирается тот или иной тип модуляции.

Выбор типа модуляции

Основная задача любой системы связи - передача информации от источника сообщения к потребителю наиболее экономичным образом. Поэтому выбирают такой тип модуляции, который сводит к минимуму действие помех и искажений, достигая тем самым максимальной информационной скорости и минимального коэффициента ошибок. Рассматриваемые типы модуляции отбирались по нескольким критериям: устойчивость к многолучевому распространению; интерференция; количество доступных каналов; требования к линейности усилителей мощности; достижимая дальность передачи и сложность реализации.

DSSS-модуляция

Большинство из представленных в обзоре типов модуляции основаны на широкополосных сигналах, получаемых методом прямой последовательности (DSSS), - классических широкополосных сигналах. В системах с DSSS расширение спектра сигнала в несколько раз позволяет во столько же раз уменьшить спектральную плотность мощности сигнала. Расширение спектра обычно осуществляется путем умножения сравнительно узкополосного сигнала данных на широкополосный расширяющий сигнал. Расширяющий сигнал или расширяющий код часто называется шумоподобным кодом, или PN(pseudonoise)-кодом. Принцип описанного расширения спектра показан на рис. 1.

Bit period - период следования информационного бита
Сhip period - период следования чипа
Data signal - данные
PN-code - шумоподобный код
Coded signal - широкополосный сигнал
DSSS/MOK-модуляция

Широкополосные сигналы, получаемые методом прямой последовательности, с М-ичной ортогональной модуляцией (или кратко MOK-модуляция) известны уже давно, но на аналоговых компонентах их довольно трудно реализовать. Применяя цифровые микросхемы, сегодня можно использовать уникальные свойства этой модуляции.

Разновидностью MOK является М-ичная двуортогональная модуляция (MBOK). Увеличение информационной скорости достигается за счет применения одновременно нескольких ортогональных PN-кодов при сохранении той же частоты следования чипов и формы спектра. MBOK-модуляция эффективно использует энергию спектра, то есть имеет достаточно высокое отношение скорости передачи к энергии сигнала. Она устойчива к интерференции и многолучевому распространению.

Из приведенной на рис. 2 схемы MBOK-модуляции совместно с QPSK видно, что PN-код выбирается из M-ортогональных векторов в соответствии с управляющим байтом данных. Так как I- и Q-каналы являются ортогональными, то они одновременно могут подвергаться MBOK. При двуортогональной модуляции используются и инвертированные векторы, что позволяет увеличить информационную скорость. Наибольшее распространение получило множество истинно ортогональных векторов Уолша с размерностью вектора кратной 2. Таким образом, применяя в качестве PN-кодов систему векторов Уолша с размерностью вектора 8 и QPSK, при скорости следования 11 мегачипов в секунду в полном соответствии со стандартом IEEE 802.11, можно в каждом канальном символе передавать 8 бит, получив скорость в канале 1,375 мегасимволов в секунду и информационную скорость 11 Мбит/с.

Модуляция позволяет достаточно просто организовать совместную работу с широкополосными системами, работающими со стандартной скоростью следования чипов и использующими только QPSK. В этом случае передача заголовка кадра происходит со скоростью в 8 раз меньшей (в каждом конкретном случае), что позволяет менее скоростной системе корректно воспринять этот заголовок. Затем происходит увеличение скорости передачи данных.
1. Входные данные
2. Скремблер
3. Мультиплексор 1:8
4. Выбор одной из 8 функций Уолша
5. Выбор одной из 8 функций Уолша
6. Выход I-канала
7. Выход Q-канала

Теоретически MBOK имеет несколько меньший коэффициент ошибок (BER) по сравнению с BPSK при том же самом отношении Eb/N0 (из-за свойств кодирования), что делает эту модуляцию наиболее эффективной по использованию энергии сигнала. В BPSK каждый бит обрабатывается независимо от другого, в MBOK распознается символ. Если он распознан неправильно, то это не значит, что все биты этого символа приняты ошибочно. Таким образом, вероятность принятия ошибочного символа не равна вероятности принятия ошибочного бита.

Спектр MBOK модулированных сигналов соответствует установленному в стандарте IEEE 802.11. В настоящее время фирма Aironet Wireless Communications, Inc. предлагает беспроводные мосты для сетей Ethernet и Token Ring, использующие технологию DSSS/MBOK и передающие информацию в эфир со скоростью до 4 Мбит/с.

Устойчивость к многолучевому распространению зависит от соотношения Eb/N0 и фазовых искажений сигнала. Численное моделирование передачи широкополосных сигналов с MBOK модуляцией, проведенное инженерами Harris Semiconductor внутри зданий подтвердило, что такие сигналы достаточно устойчивы к этим мешающим факторам1. См.: Andren C. 11 MBps Modulation Techniques // Информационный бюллетень Harris Semiconductor. 05/05/98.

На рис. 3 представлены графики зависимости вероятности принятия ошибочного кадра данных (PER) от расстояния при излучаемой мощности сигнала 15 дБ/МВт (для 5,5 Мбит/с - 20 дБ/МВт), полученные в результате численного моделирования, для различных информационных скоростей передачи данных.

Моделирование показывает, что с увеличением Es/N0, необходимого для надежного распознавания символа, существенно увеличивается PER в условиях сильного переотражения сигнала. Для устранения этого можно применять согласованный прием несколькими антеннами. На рис. 4 представлены результаты для данного случая. При оптимальном согласованном приеме PER будет равен квадрату PER несогласованного приема. При рассмотрении рис. 3 и 4 необходимо помнить, что при PER=15% фактическая потеря в информационной скорости составит 30% вследствие необходимости повторной передачи сбойных пакетов.

Необходимым условием применения QPSK совместно с MBOK является когерентная обработка сигнала. На практике это достигается приемом преамбулы и заголовка кадра с использованием BPSK для настройки фазовой петли обратной связи. Однако все это, как и использование последовательных корреляторов для когерентной обработки сигнала, увеличивает сложность демодулятора.

CCSK-модуляция

Широкополосные сигналы, получаемые методом прямой последовательности с М-ичной ортогональной модуляцией и модуляцией циклическими кодами, (CCSK) проще демодулировать по сравнению с MBOK, поскольку используется только один PN-код. Этот тип модуляции возникает вследствие временного сдвига корреляционного пика внутри символа. Применяя код Баркера длиной 11 и скоростью 1 мегасимвол в секунду, можно сдвигать пик в одну из восьми позиций. Оставшиеся 3 позиции не позволяют их использовать для увеличения информационной скорости. Таким способом можно передавать три информационных бита на символ. Добавляя BPSK, можно передать еще один информационный бит на символ, то есть всего 4. В итоге с помощью QPSK получим 8 информационных бит на канальный символ.

Основной проблемой для PPM и CCSK является чувствительность к многолучевому распространению, когда задержка между переотражениями сигнала превышает длительность PN-кода. Поэтому внутри помещений с такими переотражениями эти типы модуляций трудно использовать. CCSK довольно просто демодулировать и при этом нужно лишь слегка усложнить традиционную схему модулятора/демодулятора. Схема CCSK аналогична схеме MBOK модуляции совместно с QPSK (см. рис. 2), только вместо блока выбора одной из 8 функций Уолша имеется блок сдвига слова.

DSSS/PPM-модуляция

Широкополосные сигналы, получаемые методом прямой последовательности с фазоимпульсной модуляцией (DSSS/ PPM), - это тип сигналов, являющийся дальнейшим развитием сигналов с расширением спектра методом прямой последовательности.

Идея фазоимпульсной модуляции для обычных широкополосных сигналов заключается в том, что прибавка в информационной скорости получается за счет изменения интервала времени между корреляционными пиками последовательных символов. Модуляция была изобретена Rajeev Krishnamoorthy и Israel Bar-David в лаборатории Белла в Нидерландах.

Текущие реализации модуляции позволяют определить восемь временных положений корреляционных импульсов в интервале следования символа (внутри интервала следования PN-последовательности). Если такая технология применяется независимо на I- и Q-каналах в DQPSK, то получается 64 (8х8) различных информационных состояний. Объединяя фазоимпульсную модуляцию с DQPSK-модуляцией, обеспечивающей два различных состояния в I-канале и два различных состояния в Q-канале, получают 256 (64х2х2) состояний, что эквивалентно 8 информационным битам на символ.

DSSS/QAM-модуляция

Широкополосные сигналы, получаемые методом прямой последовательности, с квадратурной амплитудной модуляцией (DSSS/QAM) можно представлять как классические широкополосные сигналы с DQPSK-модуляцией, в которых информация передается еще и через изменение амплитуды. Применяя двухуровневую амплитудную модуляцию и DQPSK, получают 4 различных состояния в I-канале и 4 различных состояния в Q-канале. Модулированный сигнал можно подвергнуть еще и фазоимпульсной модуляции, что позволит увеличить информационную скорость.

Одним из ограничений применения DSSS/QAM является то, что сигналы с такой модуляцией довольно чувствительны к многолучевому распространению. Также вследствие применения одновременно и фазовой и амплитудной модуляции увеличивается соотношение Eb/N0 для получения того же значения BER, что и для MBOK.

Чтобы уменьшить чувствительность к искажениям, можно использовать эквалайзер. Но его применение нежелательно по двум причинам.

Во-первых, при этом необходимо увеличивать последовательность символов, настраивающую эквалайзер, что в свою очередь увеличивает длину преамбулы. Во-вторых, с добавлением эквалайзера возрастет стоимость системы в целом.

Дополнительная квадратурная модуляция может использоваться и в системах с Frequency Hopping. Так, фирма WaveAccess выпустила модем с торговой маркой Jaguar, который использует технологию Frequency Hopping, модуляцию QPSK совместно с 16QAM. В отличие от общепринятой в этом случае частотной FSK-модуляции это позволяет обеспечить реальную скорость передачи данных 2,2 Мбит/с. Инженеры фирмы WaveAccess считают, что применение технологии DSSS с более высокими скоростями (до 10 Мбит/с) нецелесообразно из-за незначительной дальности передачи (не более 100 м).

OCDM-модуляция

В широкополосных сигналах, получаемых мультиплексированием нескольких широкополосных сигналов с ортогональным кодовым уплотнением (Orthogonal Code Division Multiplex - OCDM), используется одновременно несколько широкополосных каналов на одной частоте.

Каналы разделяются за счет применения ортогональных PN-кодов. Фирма Sharp анонсировала 10-мегабитный модем, построенный по этой технологии. Фактически одновременно передаются 16 каналов с 16-чиповыми ортогональными кодами. В каждом канале применяется BPSK, затем каналы суммируются аналоговым методом.

Data Mux - мультиплексор входных данных

BPSK - блок фазовой модуляции

Spread - блок расширения спектра методом прямой последовательности

Sum - выходной сумматор

OFDM-модуляция

Широкополосные сигналы, получаемые мультиплексированием нескольких широкополосных сигналов с ортогональным частотным уплотнением (Оrthogonal Frequency Division Multiplex - OFDM), представляют собой одновременную передачу на разных несущих частотах сигналов с фазовой модуляцией. Модуляция описана в стандарте MIL-STD 188C. Одним из ее преимуществ является высокая устойчивость к провалам в спектре, возникающим вследствие многолучевого затухания. Узкополосное затухание может исключить одну или более несущих. Надежное соединение обеспечивается распределением энергии символа на несколько частот.

Это превышает спектральную эффективность аналогичной QPSK-системы в 2,5 раза. Существуют готовые микросхемы, реализующие OFDM-модуляцию. В частности, фирма Motorola выпускает OFDM-демодулятор МС92308 и "front-end" чип для OFDM МС92309. Схема типичного модулятора OFDM приведена на рис. 6.

Data mux - мультиплексор входных данных

Channel - частотный канал

BPSK - блок фазовой модуляции

Sum - сумматор частотных каналов

Заключение

В сравнительной таблице приведены оценки каждого типа модуляции по различным критериям и итоговая оценка. Меньшая оценка соответствует лучшему показателю. Квадратурная амплитудная модуляция берется лишь для сравнения.

При рассмотрении были отброшены различные типы модуляций, имеющие неприемлемые значения оценок различных показателей. Например, широкополосные сигналы с 16-позиционной фазовой модуляцией (PSK) - вследствие плохой устойчивости к интерференции, очень широкополосные сигналы - вследствие ограничений на протяженность частотного диапазона и необходимости иметь, как минимум, три канала для совместной работы расположенных рядом радиосетей.

Среди рассмотренных типов широкополосной модуляции наиболее интересной является М-ичная двуортогональная модуляция - MBOK.

В заключение хотелось бы отметить модуляцию, которая не вошла в серию экспериментов, проведенных инженерами Harris Semiconductor. Речь идет о фильтрованной QPSK-модуляции (Filtered Quadrature Phase Shift Keying - FQPSK). Данная модуляция была разработана профессором Kamilo Feher из Калифорнийского университета и запатентована совместно с фирмой Didcom, Inc.

Для получения FQPSK применяют нелинейную фильтрацию спектра сигнала в передатчике с последующим восстановлением его в приемнике. В результате спектр FQPSK занимает примерно в два раза меньшую площадь по сравнению со спектром QPSK при прочих равных параметрах. Кроме того, PER (коэффициент ошибок при передаче пакетов) FQPSK лучше аналогичного параметра у GMSK на 10-2-10-4. GSMK - это гауссовская частотная модуляция, используемая, в частности, в стандарте цифровой сотовой связи GSM. Новую модуляцию в достаточной мере оценили и применяют в своих изделиях такие компании, как EIP Microwave, Lockheed Martin, L-3 Communications, а также NASA.

Нельзя однозначно сказать, какая именно модуляция будет использоваться в ШСПД XXI века. С каждым годом в мире растет количество информации, следовательно, все больше информации будет передаваться по каналам связи. Поскольку частотный спектр представляет собой уникальный природный ресурс, то требования к спектру, используемому системой передачи, будут непрерывно расти. Поэтому выбор наиболее эффективного способа модуляции при разработке ШСПД продолжает оставаться одним из важнейших вопросов.

2.4.4. Примеры реализации BPSK, QPSK и QAM видов модуляции. Основы теории мобильной и беспроводной связи

2.4.4. Примеры реализации BPSK, QPSK и QAM видов модуляции

При формировании широкополосного радиосигнала в пределах отведенного диапазона частот модуляцию несущей (в системе с прямым расширением спектра на одной несущей) или поднесущих в системе OFDM осуществляют битовыми импульсами, поступающими с выхода кодера канала. В последовательности таких бит содержится и полезная информация, и служебная, и вся необходимая управляющая информация. Используют так называемые спектрально эффективные виды модуляции, с помощью которых за одну посылку удается передать информацию сразу об т битах. Такую посылку называют символом. Формируется минимально необходимая ширина спектра, определяемая видом модуляции. Спектрально эффективные виды модуляции, содержащие в одном символе информацию из т бит, относятся к m -позиционным (m -ичным) системам модуляции. К числу таких методов модуляции относятся BPSK, QPSK, QAM и различные их варианты.

Фазовая модулящия BPSK и QPSK

Радиосигнал при бинарной фазовой манипуляции (называемой также двоичной ФМ или ФМ-2) BPSK (Binary Phase Shift Keying) можно представить в виде:

То есть модулированный сигнал имеет вид гармонических колебаний, фаза которых в зависимости от передаваемого символа +1 или -1 может меняться скачком на .

Рассмотрим частный случай, как правило, используемый в цифровых системах передачи, когда форма символа является прямоугольной:

(2.18)

Таким образом,

Спектральную плотность мощности модулирующего процесса при форме символа (3.18) вычисляем как преобразование Фурье:

Поэтому спектральная плотность мощности радиосигнала может быть получена непосредственно из спектра модулирующего сигнала:

а физический спектр (т. е. только для положительных частот) ФМ-2 радиосигнала в рассматриваемом случае имеет вид:

С целью последующего сравнения спектров для различных способов модуляции и увеличения диапазона возможных значений при построении соответствующих графиков введем нормировку спектра на его максимальное значение и используем логарифмический масштаб по оси ординат:

(2.20)

Здесь введено обозначение скорости передачи информации , так как

при ФМ-2 за время длительности символа (в секундах) передается 1 бит. Произведение является безразмерным и часто используется при построении графиков спектров для различных способов модуляции.

На рис. 2.16 представлен график функции физической спектральной плотности из (2.19) от нормированного значения (на графике для краткости обозначено буквой ). Для рассматриваемого примера график обозначен как и показан пунктиром.

Спектральная плотность мощности для сигнала с квадратурной фазовой модуляцией QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) может быть получена аналогично спектральной плотности BPSK-сигнала. Запишем для общности сигнал QPSK в виде:

где функции

синфазная и квадратурная компоненты модулирующего сигнала; импульс теперь имеет длительность в два раза большую длительности импульса Последовательность содержит нечетные, а последовательность - четные символы исходнойпоследовательности. Здесь, как и в предыдущем случае, будем полагать, что элементы исходной последовательности являются дискретными случайными величинами, принимающими с равной вероятностью значения b или - b; элементы с разными значениями индексов независимы.

Каждое слагаемое в (2.21) имеет вид, аналогичный виду ФМ-2 сигнала, и отличается только тем, что теперь длительность одного символа равна 2Тс. Если заменить в формуле спектральной плотности ФМ-2 сигнала v(t) на g(t) и Т C на 2Т C то получим выражение для спектральной плотности QPSK-сигнала:

График этой функции представлен на рис. 2.16 сплошной линией и обозначен Gs 2(f ) . Ширина лепестков спектра QPSK-сигнала в два раза меньше ширины спектра ФМ-2-сигнала при той же скорости передачи информации (поскольку аргумент синуса стал в два раза больше). Однако скорость убывания боковых лепестков остается такой же. Впрочем, важнее то, что ширина основного лепестка многопозиционного сигнала становится меньше.

Рис. 2.16. Зависимость спектральной плотности от нормированного значения (f~f 0)/R6

Подчеркнем, что в соответствии с последней формулой для определения G s (f) максимальные значения боковых лепестков спектра убывают как 1/(f - f 0 ) 2 . Первый боковой лепесток на 13 дБ ниже основного лепестка на частоте несущего колебания, второй - на 18 дБ и т. д. То есть спектральная плотность мощности убывает сравнительно медленно при отклонении от частоты несущего колебания. Поэтому мощность внеполосных излучений для этого способа модуляции при прямоугольной форме элементарного символа достаточно велика, что является недостатком данного типа радиосигнала.

В качестве ширины физического спектра ФМ-2 радиосигнала часто принимают ширину основного лепестка между ближайшими нулями, которая равна Δf= 2/Т с, т. е. где (f-f 0)Tc = ±1. В этой полосе содержится примерно 95% мощности этого сигнала.

Схема модулятора получается наиболее простой (рис. 2.17, а). Модулирующие импульсы могут иметь значение +1 для передачи логической 1 и -1 - для передачи логического 0. Одному биту передаваемого сообщения соответствует один символ модулированного колебания в виде гармонического колебания с начальной фазой 0 или π. Такое состояние символа удобно изображать в виде созвездия состояний, как это показано на рис. 2.17, б.

Модуляцию QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) можно представить как сдвоенный метод BPSK, в котором одно BPSK имеет сдвиг фазы на +π /4 и на –π/4 , а другое на +3π /4 и -3π /4 (или +π /4, +7π/4, +3π /4 и +5π/4 соответственно). Поэтому такой вид модуляции еще называют четырехуровневой PSK (ФМ-4). При таком способе модуляции каждой сигнальной посылке модулированного сигнала соответствуют два бита. Например, пусть:

Такой способ удобно реализовать с помощью квадратурной схемы модуляции. Передаваемый последовательный поток битов преобразуют в параллельный (например, разделяя на нечетные и четные биты). Поток с нечетными битами подают на модулятор, куда также подаются с генератора (синтезатора) опорной частоты колебания несущей частоты cos (ω 0 t ) . Этот канал модуляции называют синфазным и обозначают буквой I . Поток с четными битами подают на другой модулятор. На второй модулятор подают такую же опорную частоту, что и на первый модулятор, но сдвинутую по начальной фазе на -π/2, т. е. колебания . Поскольку косинус и синус являются ортогональными функциями, то о них говорят, что они находятся в квадратуре. Поэтому второй канал модуляции называют квадратурным и обозначают буквой Q. На практике колебания опорной частоты для обоих каналов модуляции получают от одного и того же синтезатора. Это гарантирует совместную стабильность опорной частоты в обоих каналах. На синфазный канал подаются косинусоидальные колебания, а на квадратурный канал подаются колебания с предварительной задержкой на четверть периода. При расчетах удобно считать амплитуды колебаний опорной частоты в обоих каналах равными 1/√2 с тем, чтобы амплитуда суммарных колебаний получилась равной 1. С выхода модуляторов обоих каналов сигналы суммируются, и получается выходной сигнал квадратурного модулятора. Схема модулятора приведена на рис. 2.18.

Поскольку входной поток разбит на два параллельных, то для сохранения прежней скорости потока длительности битовых импульсов в параллельных потоках растягиваются по времени вдвое, соответственно вдвое уменьшается скорость в параллельных каналах. Вдобавок для обеспечения скачков фазы на битовые импульсы в параллельных потоках делают двуполярными так, что, например, модулирующие импульсы будут иметь значение +1 для передачи логической 1 и -1 - для передачи логического 0. Обозначая амплитуды модулирующих импульсов в квадратурных каналах как и колебания на выходе QPSK модулятора можно записать:

Поскольку за один символ передается два бита, то сигнальное созвездие будет иметь вид, показанный на рис. 2.19.

Следует отметить, что на сигнальном созвездии положения всех значений символов равноудалены от начала координат. Это означает равенство амплитуд всех символьных колебаний. В принципе, необязательно, чтобы значения символов располагались по углам квадрата. Они могут располагаться и по окружности. Можно также отметить, что можно еще больше усложнить способность модуляции, делая сдвиги фаз на меньший угол. Тогда в каждом символе будет передаваться большее количество бит и на сигнальном созвездии будет больше точек. Но тогда труднее будет в условиях воздействия шумов различать фазовые углы на приеме, поэтому возрастает вероятность ошибочного восстановления при приеме символов.

Квадратурная амплитудная модуляция QAM

Квадратурная амплитудная модуляция КАМ - QAM (Quadrature Amplityde Modulation) служи! примером модуляции с большим числом бит в символах. Следовательно, можно получить и большее число состояний. Название 16-QAM означает 16 состояний на сигнальном созвездии, а 64-QAM означает 64 состояния. КАМ совмещает в себе амплитудную и фазовую модуляции. Выходные колебания образуются сложением модулированных сигналов квадратурных каналов, как и при фазовой манипуляции, однако обе несущие теперь модулированы и по амплитуде. Импульсные сигналы в параллельном потоке однополярные. Логической 1 соответствует сигнал ±A m . (знак минус соответствует смене фазы модулированных колебаний на π ;), а логическому 0 соответствует нулевой уровень. Причем логическая 1 создает на выходе модулятора колебания с амплитудой A m , а логический 0 не создает колебаний. Выходной сигнал, таким образом, будет модулирован (точнее, манипулирован) и по фазе, и по амплитуде. Если входной поток битов после преобразования из последовательного в параллельный преобразовать в многоуровневый импульсный сигнал, то на выходе модулятора будут получаться фазоманипулированные многоуровневые по амплитуде колебания. Схема КАМ модулятора по принципу действия совпадает со схемой QPSK (см. рис. 2.15). Разница лишь в том, что в преобразователе потока из последовательного в параллельный производится многоуровневое преобразование битовых символов. К настоящему времени освоена техника создания QPSK-модуляторов, имеющих 256 и более состояний.

Один канальный символ сигнала при таком способе модуляции можно представить следующим равенством:

в котором является комплексной амплитудой этого канального символа, т = 1, 2,...,М. При построении сигнального созвездия этого сигнала удобнее использовать вещественную и мнимую части комплексной амплитуды:

где а m и b m - координаты m-й точки сигнального созвездия КАМ-сигнала.

На рис. 2.20 представлено сигнальное созвездие КАМ-16 (большее число состояний усложнит рисунок).

Рис. 2.20. Сигнальное созвездие КАМ-сигнала

Необходимо отметить, что разные канальные символы этого сигнала имеют разную энергию; расстояние между разными сигнальными точками также оказывается различным. В результате вероятность перепутывания символов в приемнике для разных символов оказывается разной.

Один канальный символ такого сигнала может переносить n= log 2 m информационных битов. В частности, при m =16 имеем n=4. Поэтому если по-прежнему считать, что длительность одного бита равна то длительность одного канального символа KAM-сигналa равна Т KC = n Т c , Следовательно, при формировании этого сигнала поток информационных битов должен группироваться в блоки по n битов. Каждому блоку должен быть поставлен в соответствие один канальный символ. Установление такого соответствия называется сигнальным кодированием.

На рис. 2.20 сигнальное созвездие имеет форму квадрата или квадратной решетки, в узлах которой располагаются сигнальные точки. Это не единственно возможная форма сигнального созвездия, и не всегда лучшая. Сигнальные созвездия могут иметь форму, например, креста, круга, что часто оказывается необходимым при больших значениях т. Удаление от центра координат соответствует уровню амплитуды колебаний. В современных системах связи значения этого параметра могут превышать 1024.

При больших значениях т задавать множества возможных координат сигнальных точек проще с помощью целых чисел, нумеруя сигнальные точки от начала координат. Например, для квадратной сигнальной решетки, изображенной на рис. 2.20, можно ввести обозначения a min и b min для координат точек ближайших к началу координат. Тогда, если все соседние точки имеют одинаковые расстояния между собой вдоль каждой оси, то координаты остальных точек можно выразить через значения координат ближайших точек с помощью соотношений:

где индексы k и I принимают целочисленные значения. Например, для созвездия на рис. 2.20 значения индексов принадлежат множеству {-3, -1, +1, +3}. Совокупность всех точек этого сигнального созвездия может быть задана с помощью матрицы:

Ширина спектра КАМ-сигнала примерно такая же, как и m-ичного ФМ-сигнала. Однако данный способ модуляции может обеспечить меньшую вероятность ошибки на бит передаваемой информации и поэтому иногда оказывается более предпочтительным. Следует, однако, отметить, что, так как амплитуда КАМ-сигнала принимает различные значения, то применение этого способа модуляции сопровождается повышением требований к линейности канала передачи.

В силу ортогональности спектров наличие небольшого остатка боковых лепестков спектров поднесущих мало влияет на качество различимости, поэтому требования к фильтрам в каналах поднесущих, ограничивающим боковые лепестки, могут быть не столь жесткими, что упрощает их схемотехнику и уменьшает стоимость. Выделение поднесущих в приемнике из суммарного сигнала производится с помощью быстрого преобразования Фурье. Трафик пользователя, получившего малое число поднесущих, требует меньше вычислительных ресурсов на преобразование Фурье, что экономит время и стоимость передачи.

Разные способы модуляции позволяют получить разные скорости передачи при разных отношениях сигнал/шум. Использование обеспечивает более высокую скорость передачи, но требует обеспечения большей величины отношения сигнал/шум. Поэтому такой способ целесообразно применять для пользователей, находящихся вблизи базовой станции. На удалении применяют QPSK и BPSK, позволяющие работать при меньших значениях сигнал/шум, Система автоматически переходит с одного вида модуляции на другой при смене условий передачи (отношения сигнал/шум - S/N). Схематично области применения разных способов модуляции в зависимости от расстояния показаны на рис. 2.21.

Рис. 2.21. Условные зоны применения способов модуляции

Скорости кодирования при различных видах модуляции: BPSK- 1/2, QPSK - 1/2. 3/4, 16 QAM - 1/2, 2/3. 3/4, 64 QAM - 2/3, 3/4.

В табл. 2.1 приведены сравнительные данные по стандартам 802.16, 802.16-2004 и 802.16е.

Таблица 2.1. Сравнительные данныепо стандартам 802.16, 802.16-2004 и 802.16е

Параметры	802.16	802.16-2004	802.16е
Диапазон	10-66 ГГц	Ниже 11 ГГц	Ниже 11 ГГц
Условия использования	Прямая видимость	Прямая и непрямая видимость	Прямая и непрямая видимость
Скорость передачи	32,0-134,4 Мбит/с	1,0-75,0 Мбит/с
Вил модуляции	QPSK, 16 QAM. 64 QAM, одна несущая	QPSK, 16 QAM, 64 QAM, одна несущая. Или QPSK, 16 QAM. 64 QAM. 256 QAM, дополнительно BPSK OFDM
Дуплексный разнос	TDD/FDD	TDDA/DD	TDD/FDD
Ширина полосы	20,25 и 28 М1ц	Изменяемая 1.25-20 МГц	Изменяемая 1,25-20 МГц
Типовой радиус зоны покрытия	2-5 км	4-6 км	4-8 км

Пользователю могут быть предоставлены (теоретически) все поднесущие, что обеспечит максимально возможную в системе скорость (например. 75 или 134 Мбит/с). Следует понимать, что это максимальная скорость, которую может обеспечить система на передачу. Сюда входит и информационный трафик, и каналы управления и сигнализации, и т. п. Реальная скорость передачи трафика пользователя, конечно же, будет ниже. Например, при обеспечении 256 частотных поднесущих под трафик пользователей могут быть отданы лишь 192 поднесущих, 8 отводится под пилот-сигналы и 56 остаются пустыми в качестве защитного интервала. Уровень пилот-сигналов на 2.5 дБ выше, чем у остальных поднесущих. Распределение поднесущих в кадре из 256 поднесущих видно из рис. 2.22.

Рис. 2.22. Распределение поднесущих

На защитных интервалах несущие не излучаются и передача не ведется. В середине интервала частот поднесущих находится нулевая несущая DC (центральная несущая), означающая середину полосы частот. Излучения на ней нет.

Каждому пользователю может выделяться лишь часть поднесущих. Таким образом можно распределять поднесущие между пользователями (802.16- 2004) или динамически перераспределять их (802.16е), обеспечивая необходимые им скорости передачи.

На рис. 2.23 показано возможное распределение трафика пользователей 1, 2, 3 и т. д. по времени и по поднесущим. Показано условное распределение поднесущих трафика без показа защитных интервалов, пилот-сигналов и пр.

В системе WiMAX предполагается, что один из видов оплаты пользования услугами как раз будет плата за предоставляемые полосы частот или за обеспечиваемую скорость передачи.

Применение OFDM - весьма эффективный способ борьбы с межсимвольной интерференцией, вызванной наложением отраженных и задержанных во времени копий сигнала. Поскольку длительность битовой посылки стала NT б, то доля времени посылки, пораженной интерференцией, по сравнению с длительностью посылки стала намного меньше, чем в случае, когда при других способах модуляции длительность посылки была равна T б. Энергия непораженной части посылки становится достаточной для ее правильного восстановления. Растяжение битовой посылки во времени выбирается значительно больше среднестатистического времени действия помехи.

OFDM-сигнал имеет несколько замечательных свойств. Во-первых, общая ширина полосы занимаемых частот является минимальной. Следовательно, в отведенной под систему полосе частот можно разместить максимальное число поднесущих. Во-вторых, спектр суммарного сигнала является широким, и такой сигнал обладает всеми свойствами широкополосных сигналов. Следовательно, в условиях многолучевого распространения можно эффективно бороться с интерференцией. На этом положительные стороны OFDM-сигнала не заканчиваются. Поскольку спектр широкий, то глубокому замиранию за счет интерференции может оказаться подверженным в каждый момент времени не весь спектр, а лишь небольшой участок. В этом случае ухудшение наступит лишь для тех символов, которые модулировали пораженные поднесущие, т. е. лишь часть информации. Если же организовать с некоторой частотой проверку качества канала (например, с помощью специальных бит, вводимых в процессе передачи), то можно иметь оперативную информацию о качестве канала в каждом частотном участке. Следовательно, можно корректировать мощность на каждой поднесущей, значительно уменьшая негативное влияние интерференции или селективной помехи.

5. ОБЗОР ВИДОВ МОДУЛЯЦИИ

Преобразование несущего гармонического колебания (одного или нескольких его параметров) в соответствии с законом изменения передаваемой информационной последовательности называется модуляцией. При передаче цифровых сигналов в аналоговом виде оперируют понятием – манипуляция.

Способ модуляции играет основную роль в достижении максимально возможной скорости передачи информации при заданной вероятности ошибочного приема. Предельные возможности системы передачи можно оценить с помощью известной формулы Шеннона, определяющей зависимость пропускной способности С непрерывного канала с белым гауссовским шумом от используемой полосы частот F и отношения мощностей сигнала и шума Pс/Pш.

где PС - средняя мощность сигнала;

PШ - средняя мощность шума в полосе частот.

Пропускная способность определяется как верхняя граница реальной скорости передачи информации V. Приведенное выше выражение позволяет найти максимальное значение скорости передачи, которое может быть достигнуто в гауссовском канале с заданными значениями: ширины частотного диапазона, в котором осуществляется передача (DF) и отношения сигнал – шум (PС/РШ).

Вероятность ошибочного приема бита в конкретной системе передачи определяется отношением PС/РШ. Из формулы Шеннона следует, что возрастание удельной скорости передачи V/DF требует увеличения энергетических затрат (РС) на один бит. Зависимость удельной скорости передачи от отношения сигнал/шум показана на рис. 5.1.

Рисунок 5.1 – Зависимость удельной скорости передачи от отношения сигнал/шум

Любая система передачи может быть описана точкой, лежащей ниже приведенной на рисунке кривой (область В). Эту кривую часто называют границей или пределом Шеннона. Для любой точки в области В можно создать такую систему связи, вероятность ошибочного приема у которой может быть настолько малой, насколько это требуется .

Современные системы передачи данных требуют, чтобы вероятность необнаруженной ошибки была не выше величины 10-4…10-7 .

В современной цифровой технике связи наиболее распространенными являются частотная модуляция (FSK), относительная фазовая модуляция (DPSK), квадратурная фазовая модуляция (QPSK), фазовая модуляция со сдвигом (смещением), обозначаемая как O-QPSK или SQPSK, квадратурная амплитудная модуляция (QAM).

При частотной модуляции значениям «0» и «1» информационной последовательности соответствуют определенные частоты аналогового сигнала при неизменной амплитуде. Частотная модуляция весьма помехоустойчива, однако при частотной модуляции неэкономно расходуется ресурс полосы частот канала связи. Поэтому этот вид модуляции применяется в низкоскоростных протоколах, позволяющих осуществлять связь по каналам с низким отношением сигнал/шум.

При относительной фазовой модуляции в зависимости от значения информационного элемента изменяется только фаза сигнала при неизменной амплитуде и частоте. Причем каждому информационному биту ставится в соответствие не абсолютное значение фазы, а ее изменение относительно предыдущего значения.

Чаще применяется четырехфазная DPSK, или двукратная DPSK, основанная на передаче четырех сигналов, каждый из которых несет информацию о двух битах (дибите) исходной двоичной последовательности. Обычно используется два набора фаз: в зависимости от значения дибита (00, 01, 10 или 11) фаза сигнала может измениться на 0°, 90°, 180°, 270° или 45°, 135°, 225°, 315° соответственно. При этом, если число кодируемых бит более трех (8 позиций поворота фазы), резко снижается помехоустойчивость DPSK. По этой причине для высокоскоростной передачи данных DPSK не используется.

Модемы с 4-позиционной или квадратурной фазовой модуляцией используются в системах, в которых теоретическая спектральная эффективность устройств передачи BPSK (1 бит/(с·Гц)) недостаточна при имеющейся в наличии полосе частот. Различные методы демодуляции, используемые в системах BPSK, применяются также и в системах QPSK. Кроме прямого распространения методов двоичной модуляции на случай QPSK используется также 4-позиционная модуляция со сдвигом (смещением). Некоторые разновидности QPSK и BPSK приведены в табл. 5.1 .

При квадратурной амплитудной модуляции изменяется как фаза, так и амплитуда сигнала, что позволяет увеличить количество кодируемых бит и при этом существенно повысить помехоустойчивость. В настоящее время используются способы модуляции, в которых число кодируемых на одном бодовом интервале информационных бит, может достигать 8…9, а число позиций сигнала в сигнальном пространстве – 256…512.

Таблица 5.1 – Разновидности QPSK и BPSK

Двоичная PSK	Четырехпозиционная PSK	Краткое описание
BPSK	QPSK	Обычные когерентные BPSK и QPSK
DEBPSK	DEQPSK	Обычные когерентные BPSK и QPSK с относительным кодированием и СВН
DBSK	DQPSK	QPSK с автокорреляционной демодуляцией (нет СВН)
FBPSK		BPSK или QPSK С запатентованным процессором Феера, пригодным для систем с нелинейным усилением QPSK со сдвигом (смещением) QPSK со сдвигом и относительным кодированием QPSK со сдвигом и запатентованным Феером процессорами QPSK с относительным кодированием и фазовым сдвигом на р/4

Квадратурное представление сигналов является удобным и достаточно универсальным средством их описания. Квадратурное представление заключается в выражении колебания линейной комбинацией двух ортогональных составляющих - синусоидальной и косинусоидальной:

S(t)=x(t)sin(wt+(j))+y(t)cos(wt+(j)), (5.2)

где x(t) и y(t) - биполярные дискретные величины.

Такая дискретная модуляция (манипуляция) осуществляется по двум каналам на несущих, сдвинутых на 90° друг относительно друга, т.е. находящихся в квадратуре (отсюда и название представления и метода формирования сигналов).

Поясним работу квадратурной схемы (рис. 5.2) на примере формирования сигналов QPSK.

Рисунок 5.2 – Схема квадратурного модулятора

Исходная последовательность двоичных символов длительностью Т при помощи регистра сдвига разделяется на нечетные импульсы Y, которые подаются в квадратурный канал (coswt), и четные - X, поступающие в синфазный канал (sinwt). Обе последовательности импульсов поступают на входы соответствующих формирователей манипулирующих импульсов, на выходах которых образуются последовательности биполярных импульсов x(t) и y(t).

Манипулирующие импульсы имеют амплитуду и длительность 2T. Импульсы x(t) и y(t) поступают на входы канальных перемножителей, на выходах которых формируются двухфазные фазомодулированные колебания. После суммирования они образуют сигнал QPSK.

Для приведенного выше выражения для описания сигнала характерна взаимная независимость многоуровневых манипулирующих импульсов x(t), y(t) в каналах, т.е. единичному уровню в одном канале может соответствовать единичный или нулевой уровень в другом канале. В результате выходной сигнал квадратурной схемы изменяется не только по фазе, но и по амплитуде. Поскольку в каждом канале осуществляется амплитудная манипуляция, этот вид модуляции называют амплитудной квадратурной модуляцией.

Пользуясь геометрической трактовкой, каждый сигнал QAM можно изобразить вектором в сигнальном пространстве.

Отмечая только концы векторов, для сигналов QAM получаем изображение в виде сигнальной точки, координаты которой определяются значениями x(t) и y(t). Совокупность сигнальных точек образует так называемое сигнальное созвездие.

На рис. 5.3 показана структурная схема модулятора, а на рис. 5.4 – сигнальное созвездие для случая, когда x(t) и y(t) принимают значения ±1, ±3 (QAM-4).

Рисунок 5.4 – Сигнальная диаграмма QAM-4

Величины ±1, ±3 определяют уровни модуляции и имеют относительный характер. Созвездие содержит 16 сигнальных точек, каждая из которых соответствует четырем передаваемым информационным битам.

Комбинация уровней ±1, ±3, ±5 может сформировать созвездие из 36 сигнальных точек. Однако из них в протоколах ITU-T используется только 16 равномерно распределенных в сигнальном пространстве точек.

Существует несколько способов практической реализации QAM-4, наиболее распространенным из которых является так называемый способ модуляции наложением (SPM). В схеме, реализующей данный способ, используются два одинаковых QPSK (рис. 5.5).

Используя эту же методику получения QAM, можно получить схему практической реализации QAM-32 (рис.5.6).

Рисунок 5.5 – Схема модулятора QAM-16

Рисунок 5.6 – Схема модулятора QAM-32

Получение QAM-64, QAM-128 и QAM-256 происходит таким же образом. Схемы получения этих модуляций не приводятся по причине их громоздкости.

Из теории связи известно, что при равном числе точек в сигнальном созвездии спектр помехоустойчивость систем QAM и QPSK различна. При большом числе точек сигналов спектр QAM идентичен спектру сигналов QPSK. Однако сигналы системы QAM имеют лучшие характеристики, чем системы QPSK. Основная причина этого состоит в том, что расстояние между сигнальными точками в системе QPSK меньше расстояния между сигнальными точками в системе QAM.

На рис. 5.7 представлены сигнальные созвездия систем QAM-16 и QPSK-16 при одинаковой мощности сигнала. Расстояние d между соседними точками сигнального созвездия в системе QAM с L уровнями модуляции определяется выражением:

(5.3)

Аналогично для QPSK:

(5.4)

где М – число фаз.

Из приведенных выражений следует, что при увеличении значения М и одном и том же уровне мощности системы QAM предпочтительнее систем QPSK. Например, при М=16 (L = 4) dQAM = 0.47 и dQPSK = 0.396, а при М=32 (L = 6) dQAM = 0.28, dQPSK = 0.174 .

Таким образом, можно сказать, что QAM на много эффективнее по сравнению с QPSK, что позволяет использовать более многоуровневую модуляцию при одинаковом соотношении сигнал/шум. Поэтому можно сделать вывод, что характеристики QAM будут наиболее приближенными к границе Шеннона (рис.5.8) где: 1 – граница Шеннона, 2 – QAM, 3 – М-позиционная АРК, 4 – М-позиционная PSK .

Рисунок 5.8 - Зависимость спектральной эффективности различных модуляций от C/N

В общем случае М-позиционные системы QAM с линейным усилением, такие как 16-QAM, 64-QAM, 256-QAM, имеют спектральную эффективность выше, чем у QPSK с линейным усилением, имеющей теоретическую предельную эффективность 2 бит/(с∙Гц).

Одной из характерных особенностей QAM является малые значения внеполосной мощности (рис. 5.9) .

Рисунок 5.9 – Энергетический спектр QAM-64

Применение многопозиционной QAM в чистом виде сопряжено с проблемой недостаточной помехоустойчивости. Поэтому во всех современных высокоскоростных протоколах QAM используется совместно с решетчатым кодированием (ТСМ). Сигнальное созвездие ТСМ содержит больше сигнальных точек (позиций сигналов), чем требуется при модуляции без решетчатого кодирования. Например, 16-позиционная QAM преобразует в созвездие 32-QAM с решетчатым кодированием. Дополнительные точки созвездия обеспечивают сигнальную избыточность и могут быть использованы для обнаружения и исправления ошибок. Сверточное кодирование в сочетании с ТСМ вносит зависимость между последовательными сигнальными точками. В результате появился новый способ модуляции, называемый треллис-модуляцией. Выбранная определенным образом комбинация конкретной QAM помехоустойчивого кода носит название сигнально-кодовой конструкции (СКК). СКК позволяют повысить помехозащищенность передачи информации наряду со снижением требований к отношению сигнал/шум в канале на 3 – 6 дБ. В процессе демодуляции производится декодирование принятого сигнала по алгоритму Витерби. Именно этот алгоритм за счет использования введенной избыточности и знания предыстории процесса приема позволяет по критерию максимального правдоподобия выбрать из сигнального пространства наиболее достоверную эталонную точку.

Применение QAM-256 позволяет за 1 бод передавать 8 сигнальных состояний, то есть 8 бит. Это позволяет значительно увеличить скорость передачи данных. Так, при ширине диапазона передачи Df=45 кГц (как в нашем случае) за интервал времени 1/Df можно передать 1 бод, то есть 8 бит. Тогда максимальная скорость передачи по данному частотному диапазону составит

Поскольку в данной системе передача производиться по двум частотным диапазонам с одинаковой шириной, то максимальная скорость передачи данной системы составит 720 кбит/с.

Так как передаваемый поток бит содержит не только информационные биты, а и служебные, то информационная скорость будет зависеть от структуры передаваемых кадров. Кадры применяемые в данной системе передачи данных формируются на основе протоколов Ethernet и V.42 и имеют максимальную длину К=1518 бит, из которых КС=64 – служебные. Тогда информационная скорость передачи будет зависеть от соотношения информационных бит и служебных

Данная скорость превышает скорость, заданную в техническом задании. Поэтому можно сделать вывод, что выбранный способ модуляции удовлетворяет требованиям, поставленным в техническом задании.

Поскольку в данной системе передача осуществляется по двум частотным диапазонам одновременно, то требуется организация двух, параллельно работающих модуляторов. Но следует учитывать, что возможен переход работы системы с основных частотных диапазонов на резервные. Поэтому требуется генерация всех четырех несущих частот и управление ими. Синтезатор частот, предназначенный для генерации несущих частот, состоит из генератора опорного сигнала, делителей и высокодобротных фильтров. В качестве генератора опорных сигналов выступает кварцевый генератор прямоугольных импульсов (рис. 5.10).

Рисунок 5.10 - Генератор с кварцевой стабилизацией

С целью оценки состояния обеспечения безопасности информации; - управление допуском участников совещания в помещение; - организация наблюдения за входом в выделенное помещение и окружающей обстановкой в ходе проведения совещания. 2. основными средствами обеспечения защиты акустической информации при проведении совещания являются: - установка различных генераторов шума, мониторинг помещения на...

С применением полиграфических компьютерных технологий? 10. Охарактеризуйте преступные деяния, предусмотренные главой 28 УК РФ «Преступления в сфере компьютерной информации». РАЗДЕЛ 2. БОРЬБА С ПРЕСТУПЛЕНИЯМИ В СФЕРЕ КОМПЬЮТЕРНОЙ ИНФОРМАЦИИ ГЛАВА 5. КОНТРОЛЬ НАД ПРЕСТУПНОСТЬЮВ СФЕРЕ ВЫСОКИХ ТЕХНОЛОГИЙ 5.1 Контроль над компьютерной преступностью в России Меры контроля над...

11 мая 2011 в 19:42

Модуляция радиосигнала

• Блог компании Yota

В комментариях к статье посетовал на отсутствие статей описывающей физическую сторону передачи информации по радио каналу.
Мы решили исправить это упущение и написать цикл постов о беспроводной передаче данных.
В первом из них мы расскажем о главном аспекте передачи информации посредством радиосигнала – модуляции.


Модуля́ция (лат. modulatio - размерность) - процесс изменения одного или нескольких параметров высокочастотного несущего колебания по закону низкочастотного информационного сигнала.
Передаваемая информация заложена в управляющем сигнале, а роль переносчика информации выполняет высокочастотное колебание, называемое несущим.
Модуляция может осуществляться изменением амплитуды, фазы или частоты высокочастотной несущей.
Эта техника дает несколько важных преимуществ:

1. Позволяет сформировать радиосигнал, который будет обладать свойствами соответствующими свойствам несущей частоты. О свойствах волн разных частотных диапазонов можно почитать, например, .
2. Позволяет использовать антенны малого размера, ведь размер антенны должен быть пропорционален длине волны.
3. Позволяет избежать интерференции с другими радиосигналами.

Передаваемый в сетях WiMax поток данных соответствует частоте в районе 11 кГц. Если мы попробуем передавать этот низкочастотный сигнал по воздуху, нам понадобится антенна следующих размеров:

Антенна длинной 24 километра не кажется достаточно удобной в использовании.
Если же мы будем передавать этот сигнал наложенным на несущую частоту в 2.5 ГГц (частота используемая в Yota WiMax), то нам понадобится антенна длиной 12 см.

Аналоговая модуляция.

Прежде чем перейти непосредственно к цифровой модуляции, приведу картинку, иллюстрирующую аналоговую AM (амплитудную) и FM (частотную) модуляцию, которая освежит у многих школные познания:


исходный сигнал


AM (амплитудная модуляция)


FM (частотная модуляция)

Цифровая модуляция и ее типы.

В цифровой модуляции аналоговый несущий сигнал модулируется цифровым битовым потоком.
Существуют три фундаментальных типа цифровой модуляции (или шифтинга) и один гибридный:

1. ASK – Amplitude shift keying (Амплитудная двоичная модуляция).
2. FSK – Frequency shift keying (Частотая двоичная модуляция).
3. PSK – Phase shift keying (Фазовая двоичная модуляция).
4. ASK/PSK.

Упомяну, что существует традиция в русской терминологии радиосвязи использовать для модуляции цифровым сигналом термин «манипуляция».

В случае амплитудного шифтинга амплитуда сигнала для логического нуля может быть (например) в два раза меньше логической и единицы.
Частотная модуляция похожим образом представляет логическую единицу интервалом с большей частотой, чем ноль.
Фазовый шифтинг представляет «0» как сигнал без сдвига, а «1» как сигнал со сдвигом.
Да, тут мы как раз имеем дело со «сдвигом по фазе»:)
Каждая из схем имеет свои сильные и слабые стороны.

• ASK хороша с точки зрения эффективности использования полосы частот, но подвержена искажениям при наличии шума и недостаточно эффективна с точки зрения потребляемой мощности.
• FSK – с точностью до наоборот, энергетически эффективна, но не эффективно использует полосу частот.
• PSK – хороша в обоих аспектах.
• ASK/PSK – комбинация двух схем. Она позволяет еще лучше использовать полосу частот.

Самая простая PSK схема (показанная на рисунке) имеет собственное название - Binary phase-shift keying. Используется единственный сдвиг фазы между «0» и «1» - 180 градусов, половина периода.
Существуют также QPSK и 8-PSK:
QPSK использует 4 различных сдвига фазы (по четверти периода) и может кодировать 2 бита в символе (01, 11, 00, 10). 8-PSK использует 8 разных сдвигов фаз и может кодировать 3 бита в символе.

Одна из частных реализаций схемы ASK/PSK которая называется QAM - Quadrature Amplitude Modulation (квадратурная амплитудная модуляция (КАМ). Это метод объединения двух AM-сигналов в одном канале. Он позваляет удвоить эффективную пропускную способность. В QAM используется две несущих с одинаковой частотой но с разницей в фазе на четверть периода (отсюда и возникает слово квадратура). Более высокие уровни QAM строятся по тому же принципы, что и PSK. Если вас интересуют детали, вы без труда можете их найти в сети.
Теоретическая эффективность использования полосы пропускания:

Формат	Эффективность (бит/с/Гц)
BPSK	1
QPSK	2
8-PSK	3
16-QAM	4
32-QAM	5
64-QAM	6
256-QAM	8

Чем сложнее схема модуляции, тем более пагубное воздействие на нее оказывают искажения при передаче, и тем меньше расстояние от базовой станции, на котором сигнал может быть успешно принят.
Теоретически возможны PSK и QAM схемы еще более высокого уровня, но на практике при их использовании возникает слишком большое количество ошибок.
Теперь, когда мы рассмотрели основные моменты, можно написать какие схемы модуляции применяются в сетях WiMax.

Модуляция сигнала в сетях WiMax.

В WiMax используется «динамическая адаптивная модуляция», которая позволяет базовой станции делать выбор между пропускной способностью и максимальным расстоянием до приемника. Чтобы увеличить дальность, базовая станция может переключиться между 64-QAM, 16-QAM и QPSK.

Заключение.

Я надеюсь, что у меня получилось соблюсти баланс между популярностью изложения и техничностью содержания. Если данная статья окажется востребованной, я продолжу работать в этом направлении. Технология WiMax имеет множество нюансов, о которых можно рассказать.

Квадратурная фазовая модуляция QPSK (Quadrate Phase Shift Keying) является четырехуровневой фазовой модуляцией (M = 4 ), при которой фаза ВЧ колебания может принимать четыре различных значения с шагом, равным

π / 2 . Каждое	значение фазы	модулированного сигнала
содержит два бита информации. Поскольку				абсолютные
значения фаз	не имеют значения, выберем
± π 4, ±3 π4 .	Соответствие		значениями
модулированного сигнала ± π 4, ± 3 π 4			и передаваемыми

дибитами информационной последовательности 00, 01, 10, 11 устанавливается кодом Грея (см. рис.3.13) или какимлибо иным алгоритмом. Очевидно, что значения модулирующего сигнала при QPSK модуляции изменяются в два раза реже, чем при BPSK модуляции (при одинаковой скорости передачи информации).

Комплексная огибающая g (t ) при QPSK модуляции

представляет собой псевдослучайный полярный baseband сигнал, квадратурные компоненты которого, согласно

(3.41), принимают численные значения ± 1 2 . При этом

длительность каждого символа комплексной огибающей в два раза больше, чем символов в исходном цифровом модулирующем сигнале. Как известно, спектральная плотность мощности многоуровневого сигнала совпадает со спектральной плотностью мощности бинарного сигнала при

M = 4 и, следовательно,T s = 2T b . Соответственно спектральная плотность мощности QPSK сигнала (для

положительных частот) на основании уравнения (3.28) определяется выражением:

P(f) = K× {	sin2
	p×(f -f		) ×2 ×T

Из уравнения (3.51) следует, что расстояние между первыми нулями в спектральной плотности мощности QPSK сигнала равно D f = 1 T b , что в два раза меньше, чем

для модуляции BPSK. Другими словами, спектральная эффективность квадратурной QPSK модуляции в два раза выше, чем бинарной фазовой модуляции BPSK.

						cos(ωc t )
	Формирующий
w(t)	Формирователь
	квадратурных			Сумматор
	компонент
		I(t)				sin(ωc t )
	Формирующий

Рис .3.15 . Квадратурный модулятор QPSK сигнала

Функциональная схема квадратурного QPSK модулятора показана на рис.3.15. На преобразователь кода поступает цифровой сигнал со скоростью R . Преобразователь кода формирует квадратурные компоненты комплексной

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

огибающей в соответствии с табл.3.2 со скоростью, в два раза меньшей по сравнению с исходной. Формирующие фильтры обеспечивают заданную полосу частот модулирующего (и соответственно модулированного) сигнала. Квадратурные компоненты несущей частоты поступают на ВЧ перемножители от схемы синтезатора частоты. На выходе сумматора имеет место результирующий модулированный QPSK сигнал s (t ) в

соответствии с (3.40).

Таблица 3.2

Формирование QPSK сигнала

cos[θk ]

sin[θk ]

компонента

I -компонента

Сигнал QPSK, так же как и сигнал BPSK, не содержит в своем спектре несущей частоты и может быть принят только с помощью когерентного детектора, который является зеркальным отражением схемы модулятора и

s(t)
		cos(ωc t )
					восстановления
					цифрового
		sin(ωc t )

I(t)

Рис .3.16 . Квадратурный демодулятор QPSK сигнала

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

показан на рис.3.16.

3.3.4. Дифференциальная бинарная фазовая модуляция DBPSK

Принципиальное отсутствие несущей частоты в спектре модулированного сигнала в некоторых случаях приводит к неоправданному усложнению демодулятора в приемнике. QPSK и BPSK сигналы могут быть приняты только когерентным детектором, для реализации которого необходимо либо передавать наравне с сигналом еще и опорную частоту, либо реализовать в приемнике специальную схему восстановления несущей. Существенное упрощение схемы детектора достигается в том случае, когда фазовая модуляция реализуется в дифференциальной форме DBPSK (Differential Binary Phase Shift Keying).

Идея дифференциального кодирования состоит в том, чтобы передавать не абсолютное значение информационного символа, а его изменение (или не изменение) относительно предыдущего значения. Другими словами, каждый последующий передаваемый символ содержит в себе информацию о предыдущем символе. Тем самым для извлечения исходной информации при демодуляции в качестве опорного сигнала можно использовать не абсолютное, а относительное значение модулируемого параметра несущей частоты. Алгоритм дифференциального бинарного кодирования описывается следующей формулой:

d k=

m kÅ d k−1

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

где { m k } - исходная бинарная последовательность; {d k }-

результирующая бинарная последовательность; Å - символ сложения по модулю 2.

Пример дифференциального кодирования показан в табл.3.3.

								Таблица 3.3
Дифференциальное кодирование бинарного
		цифрового сигнала
{d k
{d k

Аппаратно дифференциальное кодирование реализуется в виде схемы задержки сигнала на временной интервал, равный длительности одного символа в бинарной информационной последовательности и схемы сложения по модулю 2 (рис.3.17).

		Логическая схема
		d k=
			m kÅ d k−1

Линия задержки

Рис .3.17. Дифференциальный кодер DBPSK сигнала

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

Дифференциальный некогерентный детектор DBPSK сигнала на промежуточной частоте показан на рис.3.18.

Детектор осуществляет задержку принятого импульса на один символьный интервал, а затем перемножение полученного и задержанного символов:

s k × s k −1 = d k sin(w c t )d k −1 × sin(w c t )= 1 2 d k × d k −1 × .

После фильтрации с помощью ФНЧ или согласованного

Очевидно, что ни временная форма комплексной огибающей, ни спектральный состав дифференциального DВPSK сигнала не будут отличаться от обычного BPSK сигнала.

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

3.3.5. Дифференциальная квадратурная фазовая модуляция π/4 DQPSK

Модуляция π/4 DQPSK (Differential Quadrate Phase Shift Keying) является формой дифференциальной фазовой модуляции, специально разработанной для четырехуровневых QPSK сигналов. Сигнал этого вида модуляции может быть демодулирован некогерентным детектором, как это свойственно сигналам DBPSK модуляции.

Отличие дифференциального кодирования в π/4 DQPSK модуляции от дифференциального кодирования в DBPSK модуляции состоит в том, что передается относительное изменение не модулирующего цифрового символа, а модулируемого параметра, в данном случае фазы. Алгоритм формирования модулированного сигнала поясняется табл.3.4.

Таблица 3.4

Алгоритм формирования сигнала π/4 DQPSK

Информацион
ный дибит
Приращение	ϕ = π 4	ϕ = 3 π4	ϕ = −3 π4		ϕ = − π 4
фазового угла
Q -компонента		Q =sin (θk ) =sin (θk − 1 +
I -компонента		I = cos(θ k )= cos(θ k − 1 +

Каждому дибиту исходной информационной последовательности ставится в соответствие приращение фазы несущей частоты. Величина приращения фазового угла кратна π/4. Следовательно, абсолютный фазовый угол θ k может принимать восемь различных значений с шагом

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

π/4, а каждая квадратурная компонента комплексной огибающей - одно из пяти возможных значений:

0, ±1 2 , ±1 . Переход от одной фазы несущей частоты к другой можно описать с помощью диаграммы состояний на рис.3.13 дляM = 8 поочередным выбором абсолютного значения фазы несущей частоты из четырехпозиционных

Блок-схема π/4 DQPSK модулятора показана на рис.3.19. Исходный бинарный цифровой модулирующий сигнал поступает в преобразователь код-фаза. В преобразователе после задержки сигнала на один символьный интервал определяется текущее значение дибита и соответствующее ему приращение фазыφ k несущей частоты. Это

приращение фазы поступает на вычислители квадратурных I Q компонент комплексной огибающей (табл.3.3). Выход

I Q вычислителей представляет собой пятиуровневый

	цифровой сигнал с длительностью импульсов, в два раза
			Q = cos(θk –1 + Δφ)			Формирующий фильтр
									cos(ωc t )
			Δφk
wk (t)
			Преобразователь
			Δφk
									sin(ωc t )
			I = sin(θk –1 + Δφ)			Формирующий фильтр
			Рис .3.19 . Функциональная схема π/4 DQPSK модулятора

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

превышающей длительность импульсов исходного бинарного цифрового сигнала. Далее квадратурные I (t ), Q (t ) компоненты комплексной огибающей проходят

формирующий фильтр и поступают на высокочастотные перемножители для формирования квадратурных компонент высокочастотного сигнала. На выходе высокочастотного сумматора имеет место полностью сформированный

π/4 DQPSK сигнал.

Демодулятор π/4 DQPSK сигнала (рис.3.20) предназначен для детектирования квадратурных компонент модулирующего сигнала и имеет структуру, похожую на структуру демодулятора DBPSK сигнала. Входной ВЧ сигнал r (t ) = cos(ω c t + θ k ) на промежуточной частоте

rI (t)

r(t)

Задержка τ = T s

Решающее w(t) устройство

Сдвиг фазы Δφ = π/2

rQ (t)

Рис .3.20 . Демодулятор π/4 DQPSK сигнала на промежуточной частоте

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

поступает на вход схемы задержки и ВЧ перемножители. Сигнал на выходе каждого перемножителя (после удаления высокочастотных компонент) имеет вид:

	r I (t )= cos(w c t + q k )× cos(w c t + q k −1 )= cos(Df k );
	r Q (t )= cos(w c t + q k )× sin(w c t + q k −1 )= sin(Df k ).

Решающее устройство анализирует baseband сигналы на выходе каждого ФНЧ. Определяется знак и величина приращения фазового угла, а, следовательно, и значение принятого дибита. Аппаратурная реализация демодулятора на промежуточной частоте (см. рис.3.20) является не простой задачей из-за высоких требований к точности и стабильности высокочастотной схемы задержки. Более распространен вариант схемы демодулятора π/4 DQPSK сигнала с непосредственным переносом модулированного сигнала в baseband диапазон, как это показано на рис.3.21.

r(t)						r11 (t)				rQ (t)
					τ = T s
	cos(ωc t + γ)		r1 (t)			r12 (t)					rI (t)
						r21 (t)

sin(ωc t + γ)
	r2 (t)
	r22 (t)
	τ = T s

Рис .3.21 . Демодулятор π/4 QPSK сигнала в baseband диапазоне

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

Непосредственный перенос модулированного сигнала в baseband диапазон позволяет реализовать полностью

переноса спектра модулированного колебания в baseband диапазон. Опорные сигналы, также поступающие на входы ВЧ перемножителей, не синхронизированы по фазе с несущей частотой модулированного колебания. В результате baseband сигналы на выходе фильтров низкой частоты имеют произвольный фазовый сдвиг, который считается постоянным в течение символьного интервала:

		(t )= cos(w c t + q k )× cos(w c t + g )= cos(q k - g );
	r 2 (t )= cos(w c t + q k )× sin(w c t + g )= sin(q k - g ),

где γ - сдвиг фазы между принимаемым и опорным сигналами.

Демодулированные baseband сигналы поступают на две схемы задержки и четыре baseband перемножителя, на выходах которых имеют место следующие сигналы:

r 11 (t )= cos(q k - g )× cos(q k −1 - g );
r 22 (t )= sin(q k - g )× sin(q k −1 - g );
r 12 (t )= cos(q k - g )× sin(q k −1 - g );

r 21 (t )= sin(q k - g )× cos(q k −1 - g ).

В результате суммирования выходных сигналов перемножителей исключается произвольный фазовый сдвиг γ, остается только информация о приращении фазового угла несущей частоты Δφ:

k );

r I (t )= r 12 (t )+ r 21 (t )=

R 12 (t )= cos(q k - g )× sin(q k −1 - g )+ r 21 (t )=

Sin(q k - g )× cos(q k −1 - g )= sin(q k - q k −1 )= sin(Dj k ).

Реализация схемы задержки в baseband диапазоне и

последующая цифровая обработка демодулированного сигнала существенно повышают стабильность работы схемы и достоверность приема информации.

3.3.6. Квадратурная сдвиговая фазовая модуляция

Квадратурная сдвиговая фазовая модуляция OQPS (Offset Quadrate Phase Shift Keying) является частным случаем квадратурной модуляции QPSK. Огибающая несущей частоты QPSK сигнала теоретически постоянна. Однако при ограничении полосы частот модулирующего сигнала свойство постоянства амплитуды фазомодулированного сигнала утрачивается. При передаче сигналов с BPSK или QPSK модуляцией изменение фазы на символьном интервале может быть величиной π илиp 2 . Интуитивно

понятно, что чем больше мгновенный скачок фазы несущей, тем больше сопутствующая АМ, возникающая при ограничении спектра сигнала. В самом деле, чем больше величина мгновенного изменения амплитуды сигнала при изменении его фазы, тем большую величину имеют гармоники спектра, соответствующего этому временному скачку. Другими словами, при ограничении спектра сигнала

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com

величина возникающей внутренней АМ будет пропорциональна величине мгновенного скачка фазы несущей частоты.

В QPSK сигнале можно ограничить максимальный скачок фазы несущей, если использовать временной сдвиг величиной T b междуQ иI каналами, т.е. ввести элемент

задержки величиной T b в каналQ илиI . Использование

временного сдвига приведет к тому, что полное необходимое изменение фазы будет происходить в два этапа: сначала изменяется (или не изменяется) состояние одного канала, затем другого. На рис.3.22 показана последовательность модулирующих импульсов Q (t ) иI (t ) в

квадратурных каналах для обычной QPSK модуляции.

Q(t)

I(t)

I(t– Tb )

2T s

Рис .3.22 . Модулирующие сигналы вI/Q каналах при QPSK

и OQPSK модуляции

Длительность каждого импульса равна T s = 2 T b . Изменение фазы несущей при изменении любого символа вI илиQ

PDF created with FinePrint pdfFactory Pro trial version http://www.fineprint.com